Идеальный источник постоянного тока — это элемент электрической схемы, который обеспечивает ток в нагрузке, не зависящий от падения напряжения на нагрузке или от сопротивления нагрузки. Источник постоянного тока может быть управляемым, в этом случае ток источника является функцией другого напряжения или тока в системе и не зависит от напряжения на нагрузке, подаваемого с рассматриваемого источника постоянного тока.

В электронных устройствах, особенно на интегральных схемах, часто применяются источники постоянного тока и, в частности, тока, постоянного во времени. Хотя в реальном электронном устройстве невозможна реализация идеального источника постоянного тока, существуют способы, позволяющие получить очень близкую аппроксимацию такого идеального источника.

В этом случае, например, широко используется тот факт, что для транзистора в активном режиме ток коллектора относительно независим от напряжения на коллекторе. Для транзистора в активной области, или в активном режиме работы, напряжение между коллектором и эмиттером должно быть больше ~ 0,2 В, но меньше напряжения пробоя между коллектором и эмиттером, которое для транзисторов ИС составляет, по крайней мере, 50 В. В этом диапазоне напряжений ток коллектора относительно независим от напряжения между коллектором и эмиттером. Рассмотрим схему, показанную на рис. 1.

Прежде всего, предположим, что оба транзистора полностью идентичны. Поскольку базы обоих транзисторов соединены и эмиттеры подключены к общей точке, можно записать, что . Таким образом, оба транзистора имеют абсолютно одинаковые напряжения между базой и эмиттером. VT1 — транзистор в диодном включении, так как его коллектор закорочен на базу, следовательно,  V_CB = 0. Эмиттерный переход транзистора VT1 смещен в прямом направлении протекающим через него током I₁. Поскольку V_CB = 0, коллекторный переход заперт, поэтому VT1 работает в активной области с соответствующими параметрами.

Транзистор VT2 будет работать в активной области все время, пока напряжение на нем больше 0,2 В, но меньше напряжения пробоя. Поскольку транзисторы идентичны, оба они находятся в активной области с одинаковыми напряжениями между базой и эмиттером и коллекторные токи обоих транзисторов приблизительно равны: . Поскольку

,

имеем

.

Токовое зеркало

Усиление по току B для транзисторов ИС много больше единицы, поэтому можно сказать, что I₂ » I₁. Для типичного усиления по току 100 учет влияния базового тока даст лишь 2 %-ное различие между I₂ и I₁. Следовательно, на практике в большинстве случаев можно пренебречь влиянием базового тока и считать, что I₂ = I₁.

Рассмотренная схема называется токовым зеркалом, так как ток, текущий через левую часть схемы, является по существу зеркальным отражением тока в правой части. Эта схема служит основой большинства схем источников тока, а также большинства схем активной нагрузки дифференциального усилителя.

Предыдущий анализ транзисторной пары токового зеркала был проведен в предположении полной идентичности обоих транзисторов. Рассмотрим, что происходит в реальной ситуации, когда это предположение не выполняется. Например, даже у двух транзисторов ИС идентичной конструкции, которые расположены в непосредственной близости друг к другу на одном кристалле ИС, существуют небольшие различия в электрических характеристиках.

Наиболее важное отличие между двумя транзисторами состоит в ширине базы. Это различие в ширине базы двух в остальном идентичных транзисторов проявляется в различии усилений по току и становится причиной напряжения смещения V_OS.  Для схемы токового зеркала различие усилений по току не играет большой роли вследствие малости базового тока, тогда как напряжение смещения может оказаться существенным. Поэтому в паре транзисторов токового зеркала токи коллекторов не будут точно равны, а будут подчиняться соотношению

,

где V_T — температурный потенциал. Для транзисторов идентичной конструкции, как правило, напряжение смещения порядка ±1 мВ. Это соответствует ±4%-ному различию между коллекторными токами пары транзисторов.

Диапазон напряжений, в котором схема работает приблизительно как источник постоянного тока, называется диапазоном линейного изменения напряжения. Однако даже в диапазоне линейного изменения напряжения схема является всего лишь хорошим приближением к идеальному источнику тока. В пределах этого диапазона выходной ток слабо возрастает с увеличением напряжения на источнике. Вольтамперная характеристика I_ВЫХ(V_ВЫХ) источника постоянного тока имеет приблизительно постоянный наклон в большей части диапазона линейного изменения напряжения. Этот наклон определяется производной dI_ВЫХ/dV_ВЫХ = g_ВЫХ, которая представляет собой динамическую выходную проводимость источника постоянного тока. Величина r_ВЫХ = 1/g_ВЫХ является динамическим выходным сопротивлением источника постоянного тока. Заметим, что идеальный источник тока имеет нулевую динамическую выходную проводимость и соответственно бесконечно большое выходное сопротивление. В реальных ИС выходное сопротивление составляет 100 кОм и выше.

Каскады сдвига уровня и выходные каскады

С точки зрения увеличения динамического диапазона воспроизведения операционного усилителя, выходной каскад должен обладать максимально возможным выходным напряжением, близким к напряжениям питания ±V_П, низким выходным и высоким входным сопротивлениями.

Кроме этого, выходной каскад должен обладать максимальным токовым ресурсом для согласования операционного усилителя с различными нагрузками, но при малой рассеиваемой мощности при нулевом входном сигнале. При этом каскад обладает наивысшим КПД и экономичностью, а операционный усилитель — минимальной мощностью рассеивания. В связи с этим в операционных усилителях выходные каскады, работающие в классе А, применяются крайне редко. Наиболее распространены двухтактные усилительные схемы классов В и АВ. В них основу составляет последовательное соединение двух транзисторов (n-p-n и p-n-p) с общим управлением (рис. 4, а), каждый из которых работает в режиме эмиттерного повторителя, пропускающего одну из полуволн (n-p-n — положительную, p-n-p — отрицательную) входного сигнала.

Это оконечный каскад класса В, где

, ,

но токи  и  имеют разное направление.

Передаточная характеристика этого каскада изображена на рис. 4, б . Она имеет зону нечувствительности ±0,7 В, обусловленную пороговыми напряжениями эмиттерных переходов. В итоге выходной сигнал имеет значительные нелинейные искажения, а каскад, несмотря на свою экономичность (при V_ВХ = 0 потребляемая мощность тоже равна нулю, так как VT1 и VT2 заперты), вообще нечувствителен к слабым сигналам менее ±0,7 В.

Для устранения этого недостатка в схему между базами VT1 и VT2 вводятся диоды VD1, VD2 смещения (рис. 5, а), благодаря чему используются только линеаризованные участки ВАХ (рис. 5, б), и выходная характеристика, присущая работе в классе АВ, соответствует экономичному режиму с минимумом нелинейных искажений. Поскольку параметры планарных n-p-n и p-n-p транзисторов значительно различаются по коэффициенту усиления, то нагрузочная способность VT1 и VT2 будет различной, что может привести к искажению отрицательной полуволны по амплитуде и электрической асимметрии выходного каскада. Для исключения этого недостатка схему усложняют, дополняя p-n-p транзистор VT2 с горизонтальной инжекцией n-p-n транзистором VT3 по схеме составного включения (рис. 6, а). Коэффициент усиления по току в схеме с общим эмиттером для такого соединения соответствует , т. е. практически функционирует при В₂, близком к единице. Такое транзисторное соединение функционально эквивалентно p-n-p транзистору со статическими параметрами n-p-n транзистора. Такая схема выходного каскада наиболее распространена в схемах операционных усилителей 2-го и 3-го поколений.

Для повышения коэффициента усиления ОУ обычно содержит один или несколько промежуточных каскадов по схеме дифференциального каскада, сопрягаемых по постоянному току, и каскад сдвига уровня, назначением которого является приведение начального смещения операционного усилителя при e = 0 к уровню Е = 0. Схемотехника каскадов сдвига уровня различна в зависимости от назначения усилителя, требований к его характеристикам. Наиболее прогрессивным техническим решением является использование в схеме операционного усилителя покаскадных токоотводов с резисторным смещением и контролируемым соотношением токов по принципу “токового рычага”.

Это позволяет улучшить условия технологической воспроизводимости ОУ (в смысле снижения чувствительности выходного смещения нуля DЕ) к абсолютным разбросам сопротивлений диффузионных резисторов, а также снизить чувствительность ¶Е/¶V_П, что позволяет использовать усилитель при различных напряжениях питания; эта возможность значительно расширяет область применения операционных усилителей. При использовании принципа стабилизирующего “токового рычага” в операционном усилителе его каскад сдвига уровня целесообразно строить по принципу динамического делителя напряжения на основе токоотвода (рис. 6, б). Здесь V_ВЫХ = V_ВХ - V_БЭ - I₀R и смещение может быть изменено выбором тока I₀. Кроме того, коэффициент ослабления

полезного сигнала в такой схеме близок к единице и равен

,

где R_I » R — внутреннее сопротивление токоотвода I₀; k_П — коэффициент передачи эмиттерного повторителя.